同样会与变压器的漏感或者外加谐振电感产生谐振，引起整流二极管上的电压振荡和电压尖锋。

  针对此问题，通过在变压器的原边引入两只箝位二极管，可以轻松又有效地消除输出整流二极管上的电压尖锋和电压振荡。

  结合前一篇文章移相全桥的工作原理得，在t5时刻，ip反向增大到折算到原边的电流滤波电流，即 -iLf/K, DR1截止，此后，ip继续增大，DR1的结电容CDR1被充电，此时，谐振电感Lr与CDR1谐振，导致输出整流二极管的电压产生震荡。

  针对此问题，目前流行的解决方案是在谐振电感与变压器原边绕组之间加箝位二极管。而根据箝位二极管在原边连接位置的不同，又可大致分为Tr-Lead型和Tr-Lag型，即变压器与超前臂连接，谐振电感与滞后臂连接，称为Tr-Lead型，变压器与滞后臂连接，谐振电感与超前臂连接称为Tr-Lag型，如图2所示。

  由于上一篇文章已经分析过移相全桥的具体换流过程，所以对加入钳位二极管的移相全桥就不再具体阐述其环流过程，只给出典型波形分析其工作过程。图3分别给出了两种带有箝位二极管的移相全桥变换器的主要工作波形，从工作波形中，可以对比得到如下结论：

  Tr-Lead型移相全桥的箝位二极管在一个周期内导通两次，Tr-Lag型移相全桥的箝位二极管在一个周期内导通一次，箝位二极管电流应力相对较小；

  由于加入了箝位二极管，超前桥臂的ZVS，Tr-Lead型移相全桥变换器所需能量由输出滤波电感提供，Tr-Lag型移相全桥变换器所需能量由谐振电感和输出滤波电感共同提供，相对容易些。

  滞后桥臂的ZVS，由于Tr-Lag型移相全桥变换器的谐振电流小于Tr-Lead型移相全桥变换器，其滞后臂的ZVS相对来说要苦难些。

  占空比丢失与谐振电流从正向(负向)变化到负向(正向)的折算到原边的滤波电感电流所需过度时间有关，而由于Tr-Lag型移相全桥变换器的谐振电流小于Tr-Lead型移相全桥变换器，占空比丢失有所减小，从而能够适当增加原副边的变比，降低通态损耗，提高变换效率。

  实际电路中，对角功率器件Q1和Q4的导通时间和通态压降不可能跟另一对Q2和Q3完全相同，导致vAB存在一个小的直流分量，长时间会导致磁芯饱和。抑制直流分量有两种方式，电流峰值控制法和串联隔直电容。

  采用峰值电流法，保证在Q1和Q4导通期末的电流跟Q2和Q3导通期末的电流相同，就可防止变压器直流磁化。采用隔直电容则能调节Q1和Q4(Q2和Q3)的导通时间，减小直流分量。而根据箝位二极管的位置，隔直电容的串联位置有四种可能，如图4所示。

  对于Tr-Lead型移相全桥变换器来说，箝位二极管在一个周期导通两次，一次是零状态，谐振电感与变压器均被短路，另一次是将输出整流二极管电压箝位之后一段时间，此时只有谐振电感被短路。因此当加入隔直电容后，无论哪种连接方式都可能会导致ip或者iLr的正负半周不对称，继而导致箝位二极管电流不对称。

  对于Tr-Lag型移相全桥变换器来说，箝位二极管只是将输出整流二极管电压箝位之后一段时间内导通，此时只有谐振电感被短路，因此类似于Tr-Lead型移相全桥变换器，当隔直电容与谐振电感串联，Cb的直流电压分量会造成谐振电感电流正负半周不对称，而隔直电容与变压器串联，则不会被箝位二极管所影响，导致原边电流正负半周不对称，不会影响变换器的可靠性，所以在Tr-Lag型移相全桥变换器中引入隔直电容与变压器串联是避免变压器直流磁化最优方案。

  当考虑整流二极管的实际特性时，移相全桥的工作过程中，谐振电感也会与整流二极管的结电容发生谐振，引起震荡，而原边加入钳位二极管可以有效解决这一个问题。根据钳位二极管接入的位置，分为了Tr-Lead型和Tr-Lag型。

  从具体工作过程看，尤其是还考虑隔直电容的位置时，得出Tr-Lag-TC型钳位二极管的方案最优，即变压器与滞后臂相连，且隔直电容与变压器连接。

  电路拓扑等。比较这些拓扑方案的优缺点和工程实现难易度，本充电电源拟采用副边加无源

  是-5.7V。这样将输入信号钳制在一些范围，达到保护电路的目的。其他的还有一个我们熟悉的瞬态抑制

  ，以克服直流分量损耗或干扰引起的电平波动，以此来实现同步信号的分离。一个简单的

  IndexNow Plugin一个将URL提交到IndexNow的插件

  【紫光同创盘古PGX-Nano教程】——（盘古PGX-Nano开发板/PG2L50H_MBG324第八章）密码锁实验例程